För tillverkning av strömförsörjning för effektförstärkare används vanligtvis lågfrekventa 50-Hz transformatorer. De är pålitliga, skapar inte högfrekventa störningar och är relativt enkla att tillverka. Men det finns också nackdelar - dimensioner och vikt. Ibland visar sig sådana brister vara avgörande och vi måste leta efter andra lösningar. Delfråga övergripande dimensioner(närmare bestämt endast höjder) löses genom att använda en ringkärltransformator. Men en sådan transformator kostar mycket pengar på grund av tillverkningens komplexitet. Och ändå har den fortfarande betydande vikt. En lösning på detta problem kan vara användningen av en switchande strömförsörjning.

Men det har sina egna egenskaper: svårighet att tillverka eller ändra. För att anpassa en datorströmförsörjning för att driva PA:n måste du löda om hälften av kortet och troligen spola tillbaka transformatorns sekundära lindning. Men den moderna kinesiska industrin producerar stora mängder 12-volts Tashibra-strömförsörjning och liknande, och lovar anständig uteffekt, 50, 100, 150 W och mer. Samtidigt är kostnaden för sådana strömförsörjningar löjliga.

På bilden finns ett par sådana block, ovanför BUKO, under Ultralight, men i huvudsak samma Tashibra. De har små skillnader (kanske de tillverkades i olika provinser i Kina): Tashibra sekundärlindning har 5 varv, medan BUKO har 8 varv. Dessutom har Ultralight en lite större skiva, med plats för montering av ytterligare delar. Trots detta är de omgjorda identiskt. Under ändringsprocessen måste du vara extremt försiktig, eftersom tavlan innehåller högspänning, efter diodbryggan är den 300 volt. Dessutom, om du av misstag kortsluter utgången kommer transistorerna att brinna ut.

Nu om upplägget.

Vad behöver förbättras?
1. Du måste löda elektrolytkondensatorn efter diodbryggan. Kondensatorkapaciteten bör vara så stor som möjligt. För denna modifiering användes en 100 µF kondensator för en spänning på 400 volt.
2. Det är nödvändigt att ersätta strömåterkoppling med spänningsåterkoppling. Vad är detta till för? För att strömförsörjningen ska starta utan belastning.
3. Spola tillbaka transformatorn vid behov.
4. Det kommer att vara nödvändigt att likrikta den utgående växelspänningen med en diodbrygga. För dessa ändamål kan du använda inhemska KD213-dioder, eller importerade högfrekventa. Bättre förstås än Schottky. Det är också nödvändigt att jämna ut krusningen vid utgången med en kondensator.

Här är ett diagram över den konverterade strömförsörjningen.

Strömförsörjningen för ULF är vanligtvis bipolär i det här fallet, du behöver få 2 spänningar på 30 volt vardera. Krafttransformatorns sekundärlindning har 5 varv. Med en utspänning på 12 volt ger detta 2,4 volt per varv. För att få 30 volt behöver du linda 30 volt/2,4 volt = 12,5 varv. Därför är det nödvändigt att linda 2 spolar på 12,5 varv vardera. För att göra detta måste du lossa transformatorn från kortet, tillfälligt linda upp två varv av spänningsåterkoppling och linda upp sekundärlindningen. Efter detta lindas de beräknade två sekundära lindningarna med en enkel strängad tråd. Först lindas en spole, sedan den andra. De två ändarna av olika lindningar är anslutna - detta kommer att vara nollutgången.
Om det är nödvändigt att få en annan spänning lindas fler/färre varv.

Driftsfrekvensen för strömförsörjningen med spänningskopplingsspolen är cirka 30 kHz.

Sedan monteras en diodbrygga, elektrolyter och keramiska kondensatorer parallellt med dem löds för att dämpa högfrekventa störningar. Här finns fler alternativ för att ansluta sekundärlindningarna.

Den här artikeln ägnas åt serien 2161 Second Edition (SE) av switchade nätaggregat baserade på IR2161-styrenheten.

• Kortslutning och överbelastningsskydd;
• Automatisk återställning av kortslutningsskydd;
• Frekvensmodulering "dither" (för att minska EMR);
• Mikroströmsstart (för initial uppstart av styrenheten räcker det med en ström på högst 300 μA);
• Möjlighet till ljusreglering (men vi är inte intresserade av detta);
• Utspänningskompensation (en sorts spänningsstabilisering);
• Mjuk start;
• Adaptiv dödtid ADT;
• Kompakt kropp;
• Tillverkad med blyfri teknik (Leed-Free).

Jag kommer att ge några viktiga för oss tekniska specifikationer:

Maximal in-/utflödesström: +/-500mA
En tillräckligt stor ström gör att du kan styra kraftfulla strömbrytare och bygga ganska kraftfulla strömförsörjningar baserade på denna styrenhet utan användning av ytterligare drivrutiner;

Maximal ström som förbrukas av styrenheten: 10mA
Baserat på detta värde är mikrokretsens effektkretsar utformade;

Minsta driftspänning för regulatorn: 10,5V
Vid en lägre matningsspänning växlar regulatorn till UVLO-läge och oscillationen stoppar;

Minsta stabiliseringsspänning för den inbyggda zenerdioden i styrenheten: 14,5V
Den externa zenerdioden måste ha en stabiliseringsspänning som inte är högre än detta värde för att undvika skador på mikrokretsen på grund av shuntning av överström till COM-stiftet;

Spänning vid CS-stiftet för att utlösa överbelastningsskydd: 0,5V
Minsta spänning vid CS-stiftet vid vilken överbelastningsskyddet utlöses;

Spänning vid CS-stiftet för kortslutningsskydd: 1V
Minsta spänning vid CS-stiftet vid vilken kortslutningsskydd utlöses;

Driftsfrekvensområde: 34 - 70 kHz
Driftsfrekvensen är inte direkt inställd och beror endast på den effekt som förbrukas av lasten;

Standard dödtid: 1µS
Används när det är omöjligt att arbeta i adaptiv dödtid (ADT)-läge, såväl som när det inte finns någon belastning;

Driftsfrekvens i mjukstartsläge: 130 kHz
Frekvensen vid vilken regulatorn arbetar i mjukstartsläge;

Huvuduppmärksamheten bör nu ägnas åt vilka driftslägen för mikrokretsen som finns och i vilken sekvens de är placerade i förhållande till varandra. Jag kommer att fokusera på att beskriva funktionsprincipen för vart och ett av kretsblocken, och jag kommer att beskriva sekvensen av deras funktion och villkoren för övergång från ett läge till ett annat mer kortfattat. Jag börjar med en beskrivning av vart och ett av blocken i diagrammet:

Underspänningslåsningsläge (UVLO)- det läge som regulatorn befinner sig i när dess matningsspänning är under det lägsta tröskelvärdet (cirka 10,5V).

Mjukstartsläge- driftläge där styroscillatorn arbetar med en ökad frekvens under en kort tid. När oscillatorn slås på är dess arbetsfrekvens initialt mycket hög (cirka 130 kHz). Detta gör att omvandlarens utspänning blir lägre eftersom strömförsörjningstransformatorn har en fast induktans som kommer att ha en högre impedans vid högre frekvens och därmed minskar spänningen på primärlindningen. Minskad spänning kommer naturligtvis att resultera i minskad ström i lasten. När CSD-kondensatorn laddas från 0 till 5V kommer oscillationsfrekvensen gradvis att minska från 130 kHz till driftsfrekvensen. Mjukstartssvepets varaktighet beror på kapacitansen hos CSD-kondensatorn. Eftersom CSD-kondensatorn också ställer in avstängningsfördröjningstiden och deltar i driften av spänningskompensationsenheten, måste dess kapacitans vara strikt 100nF.

Mjukstartsproblem. Jag skulle vilja vara helt ärlig och nämna det faktum att om det finns filterkondensatorer med hög kapacitet vid utgången av strömförsörjningen, fungerar mjukstart oftast inte och SMPS startar omedelbart vid driftsfrekvensen och går förbi mjukstartsläget . Detta händer på grund av det faktum att de urladdade kondensatorerna i startögonblicket sekundär krets De har ett mycket lågt självmotstånd och kräver en mycket hög ström för att laddas. Denna ström gör att kortslutningsskyddet fungerar kortvarigt, varefter regulatorn omedelbart startar om och går in i RUN-läge och förbigår mjukstartsläget. Du kan bekämpa detta genom att öka induktansen för choken i sekundärkretsen, som ligger omedelbart efter likriktaren. Drosslar med hög induktans förlänger laddningsprocessen för utgångsfiltrets kondensatorer med andra ord, kondensatorerna laddas med en mindre ström, men längre i tiden. En lägre laddningsström utlöser inte skyddet vid start och gör att mjukstarten kan utföra sina funktioner normalt. För säkerhets skull, angående detta problem, kontaktade jag tillverkarens tekniska support, som jag fick följande svar:

"En typisk halogenomvandlare har en utgång AC utan likriktare eller utgångskondensatorer. Mjukstart fungerar genom att minska frekvensen. För att säkerställa en smidig start måste transformatorn ha betydande läckage. Det borde dock vara möjligt i ditt fall. Försök att placera en induktor på sekundärsidan av bryggdioderna till kondensatorn.

Bästa lyckönskningar.
Infineon Technologies
Steve Rhyme, supportingenjör"

Mina antaganden om orsaken till den instabila driften av mjukstart visade sig vara korrekta och dessutom erbjöd de mig till och med samma metod för att hantera detta problem. Och återigen, för att vara helt ärlig, bör det tilläggas att användningen av spolar med ökad induktans, i förhållande till de som vanligtvis används vid utgången av SMPS, förbättrar situationen, men eliminerar inte helt problemet. Detta problem kan dock tolereras med tanke på att det finns en termistor vid SMPS-ingången som begränsar startströmmen.

Driftläge, driftläge. När mjukstarten är klar går systemet in i spänningskompenserat driftläge. Denna funktion ger viss stabilisering av omvandlarens utspänning. Spänningskompensation sker genom att ändra omvandlarens driftsfrekvens (ökning av frekvensen minskar utspänningen), även om noggrannheten för denna typ av "stabilisering" inte är hög, den är olinjär och beror på många parametrar och är därför inte lätt att förutsäga. IR2161 övervakar belastningsströmmen genom ett strömmotstånd (RCS). Toppströmmen detekteras och förstärks i styrenheten och appliceras sedan på CSD-stiftet. Spänningen på CSD-kondensatorn, i driftläge (spänningskompensationsläge), kommer att variera från 0 (vid minsta belastning) till 5 V (vid maximal belastning). I detta fall kommer generatorns frekvens att variera från 34 kHz (Vcsd = 5V) till 70 kHz (Vcsd = 0V).

Det är också möjligt att koppla feedback till IR2161, vilket gör att du kan organisera nästan fullständig stabilisering av utspänningen och gör att du kan övervaka och bibehålla den erforderliga spänningen vid utgången mycket mer exakt:

Vi kommer inte att överväga detta schema i detalj inom ramen för denna artikel.

Avstängningsläge, avstängningsläge. IR2161 innehåller ett automatiskt avstängningssystem i två lägen som detekterar både kortslutning och överbelastning av omriktaren. Spänningen vid CS-stiftet används för att bestämma dessa förhållanden. Om omvandlarens utgång kortsluts kommer en mycket stor ström att flyta genom switcharna och systemet måste stängas av inom några tidsperioder på nätverket, annars kommer transistorerna snabbt att förstöras på grund av termisk runaway av korsningen. CS-stiftet har en avstängningsfördröjning för att förhindra störande utlösning, antingen på grund av inkopplingsström vid start eller på grund av transienta strömmar. Lägre tröskel (när Vcs > 0,5< 1 В), имеет намного большую задержку до отключения ИИП. Задержка для отключения по перегрузке приблизительно равна 0,5 сек. Оба режима отключения (по перегрузке и по короткому замыканию), имеют автоматический сброс, что позволяет контроллеру возобновить работу примерно через 1 сек после устранения перегрузки или короткого замыкания. Это значит, что если неисправность будет устранена, преобразователь может продолжить нормально работать. Осциллятор работает на минимальной рабочей частоте (34 кГц), когда конденсатор CSD переключается к цепи отключения. В режиме плавного пуска или рабочем режиме, если превышен порог перегрузки (Vcs >0,5V), laddar IR2161 snabbt CSD upp till 5V. När spänningen på CS-stiftet är större än 0,5V och när kortslutningströskeln på 1V överskrids, kommer CSD:n att ladda från 5V till styrenhetens matningsspänning (10-15V) på 50ms. När överbelastningströskelspänningen Vcs är mer än 0,5V men mindre än 1V, laddas CSD:n från 5V till matningsspänningen på cirka 0,5 sek. Man bör komma ihåg och ta hänsyn till det faktum att högfrekventa pulser med en 50% arbetscykel och en sinusformad kuvert visas vid CS-stiftet - detta betyder att endast vid toppen av nätverksspänningen kommer CSD-kondensatorn att laddas i steg , i varje halvcykel. När spänningen på CSD-kondensatorn når matningsspänningen laddas CSD ur till 2,4V och omvandlaren startar igen. Om felet kvarstår börjar CSD laddas igen. Om felet försvinner kommer CSD:n att ladda ur till 2,4V och sedan återgår systemet automatiskt till spänningskompensationsdriftsläget.

STANDBY-läge, standby-läge- i vilket läge regulatorn befinner sig vid otillräcklig matningsspänning, medan den inte förbrukar mer än 300 μA. I det här fallet är oscillatorn naturligt avstängd och SMPS fungerar inte.

Block Fault Timing Mode, Delay och Fault ModeÄven om de visas i blockschemat, är de inte väsentligen driftlägen för styrenheten snarare, de kan tillskrivas övergångssteg (fördröjning och felläge) eller förhållanden för övergång från ett läge till ett annat (feltimingsläge).

Nu ska jag beskriva hur fungerar allt tillsammans:
När ström kopplas till startar styrenheten i UVLO-läge. Så snart regulatorns matningsspänning överstiger det lägsta spänningsvärdet som krävs för stabil drift, växlar regulatorn till mjukstartläge, oscillatorn startar vid en frekvens på 130 kHz. CSD-kondensatorn laddas smidigt upp till 5V. När de externa kondensatorerna laddas, minskar oscillatorns arbetsfrekvens till arbetsfrekvensen. Sålunda växlar styrenheten till RUN-läge. Så snart styrenheten går in i RUN-läge laddas CSD-kondensatorn omedelbart ur till jordpotential och ansluts med en intern omkopplare till spänningskompensationskretsen. Om SMPS startas inte på tomgång, utan under belastning, kommer det att finnas en potential vid CS-stiftet proportionell mot belastningsvärdet, vilket, genom styrenhetens interna kretsar, kommer att påverka spänningskompensationsenheten och inte tillåter CSD:n kondensatorn, efter avslutad mjukstart, för att helt ladda ur. Tack vare detta kommer starten inte att ske vid den maximala frekvensen för arbetsområdet, utan vid en frekvens som motsvarar belastningsvärdet vid utgången av SMPS. Efter att ha växlat till RUN-läge, fungerar regulatorn enligt situationen: antingen fortsätter den att fungera i detta läge tills du tröttnar och drar ur strömförsörjningen från uttaget, eller... Vid överhettning går regulatorn in i FAULT-läge, oscillatorn slutar fungera. Efter att chippet har svalnat sker en omstart. I händelse av en överbelastning eller kortslutning går regulatorn in i Fault Timing-läge och den externa kondensatorns CSD kopplas omedelbart bort från spänningskompensationsenheten och ansluts till avstängningsenheten (CSD-kondensatorn ställer i detta fall in regulatorns avstängningsfördröjning ). Driftsfrekvensen reduceras omedelbart till ett minimum. Vid överbelastning (när spänningen på CS-stiftet > 0,5< 1 В), контроллер переходит в режим SHUTDOWN и выключается, но происходит это не мгновенно, а только в том случае, если перегрузка продолжается дольше половины секунды. Если перегрузки носят импульсный характер с продолжительностью импульса не более 0,5 сек, то контроллер будет просто работать на минимально возможно частоте, постоянно переключаясь между режимами RUN, Fault Timing, Delay, RUN (при этом будут отчетливо слышны щелчки). Когда напряжение на выводе CS превышает 1В, срабатывает защита от короткого замыкания. При устранении перегрузки или короткого замыкания, контроллер переходит в режим STANDBY и при наличии gynnsamma förhållanden för att starta om, förbi mjukstartsläget, växlar den till RUN-läge.

Nu när du förstår hur IR2161 fungerar (jag hoppas det), kommer jag att berätta om själva strömförsörjningen baserat på den. Jag vill omedelbart varna dig för att om du bestämmer dig för att montera en switchande strömförsörjning baserad på denna styrenhet, bör du montera SMPS styrd av den senaste, mest avancerade kretsen på motsvarande kretskort. Därför kommer listan över radioelement längst ner i artikeln endast att ges för senaste versionen strömförsörjning. Alla mellanliggande utgåvor av IIP visas endast för att demonstrera processen för att förbättra enheten.

Och den första IIP som kommer att diskuteras är konventionellt namngiven av mig 2161 SE 2.

Huvudskillnaden och nyckelskillnaden för 2161 SE 2 är närvaron av en självförsörjningskrets för kontroller, vilket gjorde det möjligt att bli av med kokande släckningsmotstånd och följaktligen öka effektiviteten med flera procent. Andra lika betydande förbättringar gjordes också: optimering av kretskortslayouten, fler utgångsterminaler lades till för anslutning av lasten och en varistor lades till.

SMPS-diagrammet visas i bilden nedan:

Den självförsörjande kretsen är byggd på VD1, VD2, VD3 och C8. På grund av det faktum att självförsörjningskretsen inte är ansluten till ett lågfrekvent 220V-nätverk (med en frekvens på 50Hz), utan till primärlindningen av en högfrekvent transformator, kan kapaciteten hos den självförsörjande släckkondensatorn ( C8) är bara 330pF. Om självförsörjningen organiserades från ett lågfrekvent 50Hz-nätverk, så skulle kapaciteten på släckkondensatorn behöva ökas 1000 gånger, och naturligtvis skulle en sådan kondensator ta mycket mer plats på kretskortet. Den beskrivna metoden för självförsörjning är inte mindre effektiv än självförsörjning från en separat lindning av en transformator, men det är mycket enklare. Zenerdiod VD1 är nödvändig för att underlätta driften av styrenhetens inbyggda zenerdiod, som inte kan avleda betydande effekt och utan att installera en extern zenerdiod helt enkelt kan brytas, vilket kommer att leda till en fullständig funktionsförlust av mikrokretsen. Stabiliseringsspänningen VD1 bör ligga i intervallet 12 - 14V och bör inte överstiga stabiliseringsspänningen för styrenhetens inbyggda zenerdiod, som är ungefär 14,5V. Som VD1 kan du använda en zenerdiod med en stabiliseringsspänning på 13V (till exempel 1N4743 eller BZX55-C13), eller använda flera seriekopplade zenerdioder, vilket jag gjorde. Jag kopplade två zenerdioder i serie: en av dem var 8,2V, den andra var 5,1V, vilket slutligen gav en resulterande spänning på 13,3V. Med detta tillvägagångssätt för att driva IR2161, sjunker inte styrenhetens matningsspänning och är praktiskt taget oberoende av laststorleken som är ansluten till SMPS-utgången. I det här schemat behövs R1 bara för att starta styrenheten, så att säga, för den initiala kicken. R1 blir lite varm, men inte alls lika mycket som den var i den första versionen av detta nätaggregat. Att använda ett högresistansmotstånd R1 ger ett annat intressant funktion: spänningen vid utgången av SMPS visas inte omedelbart efter att ha anslutits till nätverket, utan efter 1-2 sekunder, när C3 laddas till minimispänningen 2161 (ungefär 10,5V).

Från och med denna SMPS och alla efterföljande används en varistor vid SMPS-ingången, den är utformad för att skydda SMPS från att överskrida inspänningen över det tillåtna värdet (i detta fall - 275V), och undertrycker också mycket effektivt högspänning; störningar genom att hindra dem från att komma in i SMPS-ingången från nätverket och utan att släppa ut störningar från SMPS:en tillbaka till nätverket.

I likriktaren till nätaggregatets sekundära strömförsörjning använde jag SF54-dioder (200V, 5A) två parallellt. Dioderna är placerade på två våningar, diodernas ledningar ska vara så långa som möjligt - detta är nödvändigt för bättre värmeavledning (kablarna är en slags radiator för dioden) och bättre luftcirkulation runt dioderna.

Transformatorn i mitt fall är gjord på en kärna från en datorströmkälla - ER35/21/11. Primärlindningen har 46 varv i tre 0,5 mm trådar, två sekundära lindningar har 12 varv i tre 0,5 mm trådar. Ingångs- och utgångsdroslarna tas också från datorns strömförsörjning.

Den beskrivna strömförsörjningen kan leverera 250W till lasten under lång tid (utan driftstidsbegränsning), och 350W under en kort tid (högst en minut). När du använder denna SMPS i dynamiskt belastningsläge (till exempel för att driva en ljudfrekvenseffektförstärkare av klass B eller AB), är det möjligt att driva en UMZCH med en total uteffekt på 300W (2x150W i stereoläge) från denna omkopplingseffekt förse.

Oscillogram på transformatorns primärlindning (utan snubber, R5 = 0,15 Ohm, 190W utgång):

Som framgår av oscillogrammet, med en uteffekt på 190 W, reduceras driftfrekvensen för SMPS till 38 kHz vid tomgång, SMPS arbetar med en frekvens på 78 kHz:

Från oscillogrammen är det dessutom tydligt att det inte finns några extremvärden på grafen, och detta kännetecknar utan tvekan denna SMPS positivt.

Vid utgången av strömförsörjningen, i en av armarna kan du se följande bild:

Rippeln har en frekvens på 100Hz och en rippelspänning på cirka 0,7V, vilket är jämförbart med rippeln vid utgången av en klassisk, linjär, icke-stabiliserad strömförsörjning. Som jämförelse, här är ett oscillogram taget när man arbetar med samma uteffekt för en klassisk strömförsörjning (kondensatorkapacitet 15000 μF i armen):

Som framgår av oscillogrammen är matningsspänningsrippeln vid utgången av en switchande strömkälla lägre än den för en klassisk strömkälla med samma effekt (0,7V för en SMPS, mot 1V för en klassisk enhet). Men till skillnad från en klassisk strömförsörjning märks ett litet högfrekvent brus vid utgången av SMPS. Det finns dock inga betydande högfrekventa störningar eller emissioner. Rippelfrekvensen för matningsspänningen vid utgången är 100Hz och orsakas av spänningsrippeln i primärkretsen för SMPS längs +310V-bussen. För att ytterligare minska rippel vid SMPS-utgången är det nödvändigt att öka kapacitansen hos kondensatorn C9 i strömförsörjningens primära krets eller kapacitansen hos kondensatorerna i strömförsörjningens sekundära krets (den förra är mer effektiv), och För att minska högfrekventa störningar, använd drossel med högre induktans vid SMPS-utgången.

PCB ser ut så här:

Följande SMPS-diagram som kommer att diskuteras är 2161 SE 3:

I färdig form Strömförsörjningen monterad enligt detta diagram ser ut så här:

I schemat grundläggande skillnader från SE 2 - nej, skillnaderna gäller främst kretskortet. Kretsen lade endast till snubbers i transformatorns sekundära lindningar - R7, C22 och R8, C23. Värdena på grindmotstånden har höjts från 22 Ohm till 51 Ohm. Värdet på kondensator C4 har reducerats från 220 µF till 47 µF. Resistor R1 är sammansatt av fyra 0,5W motstånd, vilket gjorde det möjligt att minska uppvärmningen av detta motstånd och göra designen något billigare p.g.a. I mitt område är fyra halvwattsmotstånd billigare än ett tvåwattsmotstånd. Men möjligheten att installera ett tvåwattsmotstånd kvarstår. Dessutom höjdes värdet på den självmatande kondensatorn till 470pF, det var ingen speciell poäng med detta, men det gjordes som ett experiment, flygningen var normal. MUR1560-dioder i TO-220-paketet används som likriktardioder i sekundärkretsen. Optimerat och reducerat kretskort. Måtten på SE 2-kretskortet är 153x88, medan SE 3-kretskortet har måtten 134x88. PCB ser ut så här:

Transformatorn är gjord på en kärna från en datorströmförsörjning - ER35/21/11. Primärlindningen har 45 varv i tre 0,5 mm trådar, två sekundära lindningar har 12 varv i fyra 0,5 mm trådar. Ingångs- och utgångsdroslarna tas också från datorns strömförsörjning.

Den allra första inkluderingen av denna SMPS i nätverket visade att snubbarna i strömförsörjningens sekundära krets var klart överflödiga de löddes bort omedelbart och användes inte längre. Senare löddes även dämparen av primärlindningen bort, eftersom det visade sig att den gjorde mycket mer skada än nytta.

Det var möjligt att extrahera 300-350W ström från denna strömförsörjning under en kort tid (inte mer än en minut) denna SMPS kan leverera upp till 500W efter en minuts drift i detta läge värms upp till 60 grader.

Titta på oscillogrammen:

Allt är fortfarande vackert, rektangeln är nästan perfekt rektangulär, det finns inga extremvärden. Med snubbar var konstigt nog inte allt så vackert.

Följande diagram är den sista och mest avancerade 2161 SE 4:

När den är monterad ser enheten enligt detta diagram ut så här:

Liksom förra gången blev det inga större förändringar i upplägget. Den kanske mest märkbara skillnaden är att snubbarna har försvunnit, både i primärkretsen och i de sekundära. Eftersom, som mina experiment har visat, på grund av IR2161-styrenhetens egenheter, stör snubbers bara dess funktion och är helt enkelt kontraindicerade. Andra förändringar gjordes också. Värdena på grindmotstånden (R3 och R4) har reducerats från 51 till 33 ohm. I serie med den självmatande kondensatorn C7 läggs ett motstånd R2 för att skydda mot överströmmar vid laddning av kondensatorerna C3 och C4. Motstånd R1 består fortfarande av fyra halvwattsmotstånd, och motståndet R6 är nu gömt under kortet och består av tre SMD-motstånd i 2512-formatet. Tre motstånd ger det nödvändiga motståndet, men det är inte nödvändigt att använda exakt tre motstånd på den erforderliga effekten kan du använda ett, två eller tre motstånd är acceptabla. Termistor RT1 har flyttats från SMPS-uttaget till +310V-målet. De återstående måtten gäller endast layouten på kretskortet och det ser ut så här:

Ett säkerhetsgap har lagts till på kretskortet mellan primär- och sekundärkretsen och ett genomskärning har gjorts i kortet på den smalaste punkten.

Transformatorn är exakt densamma som i föregående strömförsörjning: den är gjord på en kärna från en datorströmförsörjning - ER35/21/11. Primärlindningen har 45 varv i tre 0,5 mm trådar, två sekundära lindningar har 12 varv i fyra 0,5 mm trådar. Ingångs- och utgångsdroslarna tas också från datorns strömförsörjning.

Strömförsörjningens uteffekt förblev densamma - 300-350W i långtidsläge och 500W i korttidsläge (inte mer än en minut). Från denna SMPS kan du driva en UMZCH med en total uteffekt på upp till 400W (2x200W i stereoläge).

Låt oss nu titta på oscillogrammen på den primära lindningen av transformatorn för denna strömförsörjning:

Allt är fortfarande vackert: rektangeln är rektangulär, det finns inga extremvärden.

Vid utgången av en av armarna på strömförsörjningen, vid tomgång, kan du observera följande bild:

Som du kan se innehåller utgången försumbart högfrekvent brus med en spänning på högst 8 mV (0,008 V).

Under belastning, vid utgången, kan du observera de redan välkända krusningarna med en frekvens på 100 Hz:

Med en uteffekt på 250W är rippelspänningen vid utgången av SMPS 1,2V, vilket, med tanke på den lägre kapacitansen hos kondensatorerna i sekundärkretsen (2000uF i axeln, mot 3200uF för SE2) och den höga uteffekten vid som mätningarna gjordes, ser väldigt bra ut. Den högfrekventa komponenten vid en given uteffekt (250W) är också obetydlig, har en mer ordnad karaktär och överstiger inte 0,2V, vilket är ett bra resultat.

Ställa in skyddströskeln. Tröskeln vid vilken skyddet kommer att fungera ställs in av motståndet RCS (R5 - i SE 2, R6 - i SE 3 och SE 4).

Detta motstånd kan vara antingen utgång eller SMD-format 2512. RCS kan bestå av flera parallellkopplade motstånd.
RCS-valören beräknas med formeln: Rcs = 32 / Pnom. Där, Pnom är uteffekten från SMPS, över vilken överbelastningsskyddet kommer att fungera.
Exempel: låt oss säga att vi behöver överbelastningsskyddet för att lösa ut när uteffekten överstiger 275W. Vi beräknar resistorvärdet: Rcs=32/275=0,116 Ohm. Du kan använda antingen ett 0,1 Ohm motstånd eller två parallellkopplade 0,22 Ohm motstånd (vilket kommer att resultera i 0,11 Ohm), eller tre 0,33 Ohm motstånd, också parallellkopplade (vilket kommer att resultera i 0,11 Ohm).

Nu är det dags att beröra det ämne som intresserar människor mest - beräkning av en transformator för en switchande strömförsörjning. På grund av dina många förfrågningar kommer jag äntligen att berätta i detalj hur du gör detta.

Först och främst behöver vi en kärna med en ram, eller bara en kärna om det är en ringformad kärna (form R).

Kärnor och ramar kan ha helt olika konfigurationer och kan användas på vilket sätt som helst. Jag använde en ER35 ramkärna från en datorströmkälla. Det viktigaste är att kärnan inte har ett mellanrum, kan inte användas.

Som standard, omedelbart efter start av programmet, kommer du att se liknande siffror.
Starta beräkningen, det första vi kommer att göra är att välja formen och dimensionerna på kärnan i det övre högra hörnet av programfönstret. I mitt fall är formen ER, och storlekarna är 35/21/11.

Dimensionerna på kärnan kan mätas oberoende hur man gör detta kan lätt förstås från följande illustration:

Välj sedan kärnmaterialet. Det är bra om du vet vilket material din kärna är gjord av, om inte, så är det okej, välj bara standardalternativet - N87 Epcos. Under våra förutsättningar kommer valet av material inte att ha någon betydande inverkan på slutresultatet.

Nästa steg är att välja omvandlarkretsen vår är halvbrygga:

I nästa del av programmet - "matningsspänning", välj "variabel" och ange 230V i alla tre fönstren.

I delen "omvandlaregenskaper" anger vi den bipolära utspänningen vi behöver (spänning på en arm) och den erforderliga uteffekten för SMPS, såväl som diametern på tråden med vilken du vill linda sekundär- och primärlindningarna . Dessutom väljs typen av likriktare som används - "bipolär med en mittpunkt". Där markerar vi även rutan "använd önskade diametrar" och under "stabilisering av utgångar" väljer vi "nej". Välj typ av kylning: aktiv med fläkt eller passiv utan. Du borde sluta med något sånt här:

De faktiska värdena på utspänningarna kommer att vara större än vad du anger i programmet vid beräkning. I det här fallet, med en spänning på 2x45V specificerad i programmet, kommer uteffekten av en riktig SMPS att vara ungefär 2x52V, så vid beräkning rekommenderar jag att du specificerar en spänning som är 3-5V mindre än vad som krävs. Eller ange önskad utspänning, men linda ett varv mindre än vad som anges i programmets beräkningsresultat. Uteffekten bör inte överstiga 350W (för 2161 SE 4). Diametern på tråden för lindning, du kan använda vilken du har, du måste mäta och ange dess diameter. Du bör inte linda lindningarna med en tråd med en diameter på mer än 0,8 mm, det är bättre att linda lindningarna med flera (två, tre eller fler) tunna trådar än en tjock tråd.

Efter allt detta, klicka på "beräkna" -knappen och få resultatet, i mitt fall blev det så här:

Vi fokuserar vår uppmärksamhet på de punkter som är markerade med rött. Primärlindningen i mitt fall kommer att bestå av 41 varv, lindade i två trådar med en diameter på 0,5 mm vardera. Sekundärlindningen består av två halvor om 14 varv, lindade i tre trådar med en diameter på 0,5 mm vardera.

Efter att ha mottagit alla nödvändiga beräkningsdata fortsätter vi direkt till att linda transformatorn.
Det verkar för mig att det inte är något komplicerat här. Jag ska berätta hur jag gör. Först lindas hela primärlindningen. En av ändarna på tråden/ledningarna är avskalad och lödd till motsvarande terminal på transformatorramen. Därefter börjar lindningen. Det första lagret lindas och sedan appliceras ett tunt lager isolering. Därefter lindas det andra lagret och ett tunt lager isolering appliceras igen och därmed lindas hela det erforderliga antalet varv av primärlindningen. Det är bäst att linda lindningarna för att svänga, men du kan också göra det snett eller bara "hur som helst", detta kommer inte att spela en märkbar roll. Efter att det erforderliga antalet varv har lindats, skärs änden av tråden/ledningarna av, änden på tråden avskalas och löds till en annan motsvarande terminal på transformatorn. Efter lindning av primärlindningen appliceras ett tjockt lager av isolering på den. Det är bäst att använda en speciell Mylar-tejp som isolering:

Samma tejp används för att isolera lindningarna på pulstransformatorer på datorströmförsörjning. Denna tejp leder värme bra och har hög värmebeständighet. Från tillgängliga material rekommenderas att använda: FUM-tejp, maskeringstejp, pappersgips eller bakhylsa skuren i långa remsor. Det är strängt förbjudet att använda PVC och tygisoleringstejp, papperstejp eller tyggips för att isolera lindningar.

Efter att primärlindningen är lindad och isolerad fortsätter vi att linda sekundärlindningen. Vissa människor lindar två halvor av lindningen på en gång och separerar dem sedan, men jag lindar halvorna av sekundärlindningen en efter en. Sekundärlindningen lindas på samma sätt som primärlindningen. Först strippar och löder vi ena änden av tråden/ledningarna till motsvarande terminal på transformatorramen, lindar det erforderliga antalet varv och applicerar isolering efter varje lager. Efter att ha lindat det erforderliga antalet varv av ena hälften av sekundärlindningen, strippar och löder vi änden av tråden till motsvarande terminal på ramen och applicerar ett tunt lager isolering. Vi löder början av tråden i nästa halva av lindningen till samma terminal som slutet av föregående halva av lindningen. Vi lindar i samma riktning, samma antal varv som föregående halva av lindningen, applicerar isolering efter varje lager. Efter att ha lindat det erforderliga antalet varv, löd änden av tråden till motsvarande terminal på ramen och applicera ett tunt lager isolering. Det finns inget behov av att applicera ett tjockt lager av isolering efter lindning av sekundärlindningen. Vid denna tidpunkt kan lindningen anses vara komplett.

Efter att lindningen är klar är det nödvändigt att sätta in kärnan i ramen och limma samman kärnhalvorna. För limning använder jag en sekunds superlim. Limskiktet bör vara minimalt för att inte skapa ett gap mellan kärnans delar. Om du har en ringkärna (form R), behöver du naturligtvis inte limma något, men lindningsprocessen blir mindre bekväm och tar mer ansträngning och nerver. Dessutom är ringkärnan mindre bekväm på grund av det faktum att du måste skapa och forma transformatorledningarna själv, samt tänka på att fästa den färdiga transformatorn på kretskortet.

Efter avslutad lindning och montering av transformatorn bör du få något så här:

För att underlätta berättandet kommer jag också att lägga till SMPS 2161 SE 4-diagrammet här för en kort beskrivning prata om elementbasen och möjliga ersättningar.

Låt oss gå i ordning - från ingång till utgång. Vid ingången möter nätspänningen säkring F1. Varistor RV1 måste vara designad för 275V, en sådan varistor kommer att vara märkt 07K431, men det är även möjligt att använda variator 10K431 eller 14K431. Det är också möjligt att använda en varistor med en högre tröskelspänning, men effektiviteten av skydd och brusdämpning blir märkbart lägre. Kondensatorerna C1 och C2 kan vara antingen vanliga filmkondensatorer (som CL-21 eller CBB-21) eller brusdämpande typ (till exempel X2) för en spänning på 275V. Vi lossar den dubbla induktorn L1 från en datorströmkälla eller annan felaktig utrustning. Induktorn kan tillverkas oberoende genom att linda 20-30 varv på en liten ringkärna, med en tråd med en diameter på 0,5 - 0,8 mm. VDS1-diodbryggan kan vara vilken som helst för en ström från 6 till 8A, till exempel, som anges i diagrammet - KBU08 (8A) eller RS607 (6A). Vilken långsam eller snabb diod som helst med en ström från 0,1 till 1A och en backspänning på minst 400V är lämplig som VD4. R1 kan bestå av antingen fyra halvwattsmotstånd på 82 kOhm, eller vara ett tvåwattsmotstånd med samma resistans. Zenerdiod VD1 måste ha en stabiliseringsspänning i intervallet 13 - 14V det är tillåtet att använda antingen en zenerdiod eller en seriekoppling av två zenerdioder med lägre spänning. C3 och C5 kan vara antingen film eller keramik. C4 bör ha en kapacitans på högst 47 µF, spänning 16-25V. Dioderna VD2, VD3, VD5 måste vara mycket snabba, till exempel - HER108 eller SF18. C6 kan vara antingen film eller keramik. Kondensator C7 måste vara konstruerad för en spänning på minst 1000V. C9 kan vara antingen film eller keramik. R6-klassificeringen måste beräknas för den erforderliga uteffekten, enligt beskrivningen ovan. Som R6 kan du använda antingen SMD-motstånd i 2512-formatet eller utmatningsmotstånd på en eller två watt i alla fall, motstånden/motstånden är installerade under kortet. Kondensator C8 måste vara film (typ CL-21 eller CBB-21) och ha en tillåten driftspänning på minst 400V. C10 är en elektrolytisk kondensator med en spänning på minst 400V storleken på lågfrekventa krusningar vid utgången av SMPS beror på dess kapacitans. RT1 är en termistor, du kan köpa den, eller så kan du ta bort den från datorns strömförsörjning, dess motstånd bör vara från 10 till 20 ohm och tillåten ström inte mindre än 3A. Både IRF740 som anges i diagrammet och andra transistorer med liknande parametrar, till exempel IRF840, 2SK3568, STP10NK60, STP8NK80, 8N60, 10N60, kan användas som transistorer VT1 och VT2. Kondensatorerna C11 och C13 måste vara film (typ CL-21 eller CBB-21) med en tillåten spänning på minst 400V, deras kapacitans får inte överstiga de 0,47 μF som anges i diagrammet. C12 och C14 är keramiska högspänningskondensatorer för en spänning på minst 1000V. VDS2-diodbryggan består av fyra dioder sammankopplade med en brygga. Som VDS2-dioder är det nödvändigt att använda mycket snabba och kraftfulla dioder, till exempel, såsom - MUR1520 (15A, 200V), MUR1560 (15A, 600V), MUR820 (8A, 200V), MUR860 (8A, 600V), BYW29 (8A, 200V), 8ETH06 (8A, 600V), 15ETH06 (15A, 600V). Drosslar L2 och L3 är lödda från datorns strömförsörjning eller tillverkade oberoende. De kan lindas antingen på enskilda ferritstavar eller på en gemensam ringkärna. Var och en av choken ska innehålla från 5 till 30 varv (mer är bättre), med en tråd med en diameter på 1 - 1,5 mm. Kondensatorer C15, C17, C18, C20 måste vara film (typ CL-21 eller CBB-21) med en tillåten spänning på 63V eller mer, kapacitansen kan vara vilken som helst, ju större kapacitans desto bättre, desto starkare dämpning av hög - frekvensstörningar. Var och en av kondensatorerna betecknade i diagrammet som C16 och C19 består av två 1000uF 50V elektrolytiska kondensatorer. I ditt fall kan du behöva använda kondensatorer med högre spänning.

Och som en sista touch kommer jag att visa dig ett foto som visar utvecklingen av de switchade nätaggregaten jag skapade. Varje efterföljande SMPS är mindre, kraftfullare och bättre kvalitet än den föregående:

Det var allt! Tack för din uppmärksamhet!

Lista över radioelement